Конструкция ВЧ/ПЧ-блока выполнена на основе кольцевого двойного балансного смесителя (ДБС) с использованием микросхемы типа SD8901 [1]. Эта микросхема (далее МС), содержащая четыре полевых транзистора (ПТ) с изолированными затворами, которые включены по кольцевой схеме уже внутри самой микросхемы (рис. 1), является основой для построения ВЧ/ ПЧ-блока. Данный блок был изготовлен для приема в диапазоне 14 МГц и имел значение ПЧ, равное 9 МГц. 
Рис.1.
Смеситель.
На рис. 2 показана схема смесителя (далее СМ) и диплексера. Трансформатор Т1 согласует 50-омный источник (УРЧ) с радиочастотным (RF) портом МС DA1, а Т2 согласует ПЧ (IF) порт МС DA1 с 50-омной нагрузкой, т.е. с диплексером и УПЧ, стоящим после СМ.
В ключевом СМ это является компромиссом между потерями преобразования и интермодуляцией (IMD).
Коэффициенты трансформации импеданса трансформаторов Т1 и Т2, выполненных на основе линий передач, выбраны таким образом, чтобы обеспечить малую IMD и сохранить при этом потери преобразования на приемлемом (незначительном) уровне.
Очень важна форма волны гетеродинного напряжения, подаваемого на гетеродинный (LO) порт СМ.
Для достижения высокого значения IP 3 (точка перехвата третьего порядка) гетеродинное напряжение должно приближаться по форме к идеальной прямоугольной волне с коэффициентом заполнения 50% (меандр). В ВЧ/ПЧ-тракте МС смесителя SD8901 подключается к сдвоенному триггеру (МС 74НС74).
Триггер DD1.2 делит частоту гетеродина на 2 и обеспечивает коэффициент заполнения 50% для прямоугольных волн на противофазных выводах этого триггера (обе секции МС 74НС74 делят частоту гетеродина на 2 и превращают выходной сигнал в прямоугольный).
 Рис.2.
Генератор плавного диапазона (VFO) работает в области 10,5 МГц, т.е. удвоенной частоты 5,25 МГц, необходимой для преобразования сигналов с частотой 20-метрового диапазона в сигналы ПЧ, равные 9 МГц.
Балансирующее смещение регулируется подстроенными резисторами R6 и R7, которые позволяют корректировать разброс параметров ПТ с изолированными затворами, находящимися внутри МС SD8901, а также обеспечивают переключение ПТ микросхемы СМ в режиме коэффициента заполнения 50%.
Один триггер МС DD1.1 выдает сигнал (гетеродинное напряжение), который затем поступает на цифровую шкалу, а другой триггер DD1.2 служит для подачи гетеродинного напряжения на гетеродинный (LO) порт СМ. Величина IP3 CM также зависит от уровня мощности (напряжения) гетеродина. Путем изменения напряжения смещения регулируют баланс СМ.
Стабилитрон VD1 устанавливает напряжение питания для МС 74НС74 (DD1) с уровнем значительно выше, чем паспортное максимальное значение 6 В. Этот стабилитрон, определяя напряжение питания DD1, следовательно, определяет и напряжение "раскачки" гетеродинного порта СМ.
В интересах получения высокого значения IP3 в качестве VD1 используется стабилитрон с напряжением 9,1В. Однако, напряжение 9,1В превышает максимальное паспортное напряжение питания МС 74НС74.
 Рис.3.
Эксперименты с образцами МС различных фирм-изготовителей показали, что такое превышение напряжения сильно не превосходит предел безопасной работы МС. МС 74НС74 испытывалась на надежность работы, когда источник напряжения питания МС настраивался на выходное напряжение около 11 В.
Если радиолюбитель чувствует себя весьма "неуютно", когда превышает максимальное паспортное значение напряжения питания МС, он может использовать стабилитрон с напряжением стабилизации 6,8 В ценой потери нескольких дБ в величине IP3. Полосовой диплексер находится сразу после СМ и состоит из элементов L1, С8, С9, L2, СЮ, С11, R10 и R11.
Сигнал с частотой ПЧ, равной 9 МГц, проходит через диплексер с минимальным ослаблением, а все сигналы вне полосы пропускания диплексера (с частотами, отличными от 9 МГц), поглощаются этим диплексером.
Диплексер работает в очень широком диапазоне частот. Резистор R10 обеспечивает 50-омную нагрузку для СМ, а резистор R11 создает 50-омный источник сигнала для входа УПЧ. Конденсатор С7 компенсирует (уменьшает) индуктивную реактивность ПЧ/ВЧ портов СМ.
Измеренные параметры системы "СМ + диплексер":
точка перехвата третьего порядка по выходу, дБм 35;
компрессия по уровню -1 дБ
по выходу, дБм 16;
блокирование (-1 дБ)
по выходу, дБм 15;
вносимые потери, дБ 7.
УРЧ
Двухтактный УРЧ (рис. 3) выполнен на двух транзисторах типа MRF586 с использованием "нешумящей" обратной связи.
Смещение каждого из транзисторов устанавливается с помощью резисторов R12 и R14, которые позволяют устанавливать коллекторный ток для каждого из транзисторов величиной в 25 мА.
Трансформатор ТЗ согласует вход УРЧ с 50-ом-ным сопротивлением входного ПФ, а Т4 - выходное сопротивление УРЧ с сигнальным (RF) портом СМ.
Трансформаторы Т5 и Т6 подают часть сигнала с коллекторов транзисторов назад на эмиттер (ООС), устанавливая тем самым усиление в 8 дБ, а входной и выходной импедансы усилителя - в 50 Ом (Т5 для VT1 иТ6для\/Т2).
Конденсатор С12 уменьшает (компенсирует) индуктивную составляющую входного импеданса СМ на частоте 14 МГц (в многодиапазонном приемнике этот конденсатор может быть частью переключаемого входного фильтра).
Измеренные характеристики оказались достаточно хорошими и вполне удовлетворяют требованиям, предъявляемым к УРЧ:
точка перехвата третьего порядка по выходу, дБм 48;
компрессия по уровню -1 дБ
по выходу усилителя, дБм 25;
коэффициент усиления
по мощности (напряжению), дБ 8;
фактор (коэффициент) шума, дБ 2;
полоса пропускания
по уровню -1 дБ, МГц 1 ...40.
 Рис.4.
УПЧ
Для УПЧ (рис. 4) используется такая же базовая схема, как и для УРЧ. Смещение регулируется резисторами R16 и R18, позволяющими устанавливать коллекторный ток каждого из транзисторов независимо друг от друга и на уровне 40 мА.
Величина коллекторного тока для каждого транзистора, как видно, на 15 мА выше величины тока для схемы УРЧ, поскольку надо было избавиться от негативного явления, связанного с уменьшением величины IP3 при уменьшении коллекторного тока.
Трансформатор Т11 выполнен на основе линии передачи и согласует импеданс КФ (в данном случае 500 Ом) с 50-омным выходным импедансом УПЧ (трансформатор 1:9 повышает 50-ом-ное выходное сопротивление УПЧ до значения 450 Ом с целью согласования с500-омным сопротивлением КФ).
Конденсатор С20 компенсирует (уменьшает) индуктивную составляющую импеданса СМ, подключаемого к данному УПЧ.
Наличие аттенюатора с ослаблением в 6 дБ крайне важно для сохранения высокого динамического диапазона УПЧ (аттенюатор изолирует УПЧ от высокой реактивности КФ).
По сути дела аттенюатор для УПЧ выполнят туже роль, что и диплексор, подключаемый к СМ.
Измеренные характеристики УПЧ с присоединенным к нему через аттенюатор КФ:
точка перехвата третьего порядка по входу, дБм 34;
компрессия по уровню -1 дБ по входу, дБм 18;
коэффициент усиления по мощности (напряжению), дБ 8;
фактор (коэффициент) шума, дБ 2,5.
 Рис.5.
Особенности намотки трансформаторов Т5, Т6, Т9 и Т10 иллюстрирует рис. 5. Трансформаторы наматывают проводами диаметром 0,2 мм (#32) на двухдырочном ферритовом сердечнике.
Вначале наматывают обмотку, содержащую 1 виток провода (обмотка 1-2), затем - обмотку, содержащую 3 витка провода (обмотка 4-3), и, наконец, обмотку, содержащую 5 витков провода (обмотка 5-4).
В данной конструкции в качестве УРЧ и УПЧ используется схема с общей базой и отрицательной индуктивной обратной связью.
При высоких динамических параметрах и малых шумах эта схема, тем не менее, обладает повышенной склонностью к самовозбуждению. Об устранении самовозбуждения в подобных схемах (если оно возникает) смотри, например, [2].
В статье, по сути, приведена часть схемы приемника. Для реализации в этой схеме трансиверного режима работы необходимо изготовить две идентичные схемы УПЧ и, возможно, две идентичные схемы УРЧ и переключать их при переходе с режима приема на режим передачи (и обратно) по ВЧ исключительно с помощью обычных реле для сохранения высоких динамических характеристик.
J. Mahkinson (N6NWP)
Литература:
1. "The ARRL Handbook for Radio Amateurs". - The American Radio Relay League, Newington, 1997.
2. Артеменко В. Сверхдинамичный широкополосный усилитель. - Радиолюбитель KB и УКВ, 2001, №6, с. 23...26.
|
Материал подготовил В. Артеменко (UT5UDJ).
| |
