Данный трансвертер несколько сложнее двух предыдущих, поэтому вначале рассмотрим функциональную схему, приведенную на рис. 8. Выбор промежуточной частоты 144 МГц вызван стремлением получить приемлемое подавление паразитных каналов приема и передачи при относительно невысоком качестве резонансных контуров.

Рис. 8. Функциональная схема трансвертера 1296/144 МГц.

В режиме приема главное внимание уделяется подавлению зеркальной помехи. Вообще к определению необходимой степени подавления зеркального канала можно подходить с двух несколько отличающихся позиций.

В густо заполненных диапазонах, например на коротких волнах, надо исходить из опасности проникновения в зеркальный канал сигнала мощной мешающей радиостанции.

Поэтому требуемая степень подавления зеркального канала составляет 40—60 дБ.

На более высоких частотах вероятность такой помехи уменьшается. К тому же благодаря применению высоконаправленных антенн появляется своего рода пространственная селективность. В предельном случае, когда вероятность зеркальной помехи очень мала, можно ограничиться таким подавлением зеркального канала, которое не ухудшает шумовые свойства приемника. Так, например, если зеркальный канал совершенно не ослаблен, то полезный сигнал будет поступать только по основному каналу, а шумы по основному и по зеркальному. Реальный коэффициент шума при этом будет ухудшен ровно в 2 раза. Ясно, что уже при десятикратном ослаблении зеркального канала его шумами можно пренебречь.

В режиме передачи наибольшую опасность представляет сигнал гетеродина, в данном случае отстоящий от полезного сигнала на 144 МГц. При предварительных расчетах для определения необходимой добротности контуров можно воспользоваться формулой

Для сравнения определим, какая потребовалась бы добротность при промежуточной частоте 21 МГц:

Следует еще раз отметить, что здесь мы определяем добротность нагруженного контура. Добротность ненагруженного контура выбирается исходя из требований к коэффициенту передачи фильтра. Относительные потери в контуре равны отношению Qн/Qo, где Qо — добротность ненагруженного контура. Видно, что если добротность ненагруженного контура в 2 раза превышает добротность нагруженного, то в контуре теряется ровно половина мощности входного сигнала.

Посмотрим теперь, каковы требования к контуру при двух вариантах выбора промежуточной частоты. Пусть допустима потеря в одном контуре 20% мощности сигнала, т. е. относительные потери равны 0,2. Тогда при промежуточной частоте 144 МГц Qo = Он/Q'н/Qo = 45/0,2 = 225; при промежуточной частоте 21 МГц Q'o = 310/0,2= 1550. Очевидно, что изготовить резонатор с добротностью 225 проще, чем резонатор с добротностью 1550.

К другому преимуществу выбора промежуточной частоты 144 МГц можно отнести то, что приемники на данную частоту специально рассчитаны на получение 'минимального коэффициента шума. При этом отпадает необходимость иметь в приемном тракте дополнительный малошумящий УПЧ. Однако выбор промежуточной частоты 144 МГц обладает также некоторыми недостатками. Так, выходная частота гетеродина 1152 МГц кратна частоте 144 МГц. Это накладывает ограничения на выбор частоты кварцевого генератора, которая не должна быть субгармоникой частоты 144 МГц. В противном случае гармоники гетеродина попадут в начальный участок диапазона и создадут помехи при работе радиостанции в режиме приема.

При передаче к тому же возникает опасность проникновения на выход девятой гармоники возбудителя, работающего на частоте 144 МГц.

В реальных условиях с целью упрощения конструкции приходится принимать компромиссное решение, т. е. отказываться от промежуточной частоты 21 МГц и выбирать 144 МГц.

Ослабление в диодном смесителе зависит, в конечном счете от качества диода и обычно колеблется в пределах от 4 до 10 раз. Если коэффициент шума УПЧ равен 2, то результирующий коэффициент шума составит 8—20. Как показала практика, двух каскадов усиления достаточно, чтобы “перекрыть” подобные шумы смесителя шумами УВЧ.

При конструировании передающего тракта проблема усиления мощности становится еще острее. Если по аналогии с трансвертерами диапазонов 144 и 432 МГц сформировать сигнал на уровне мощности 1—2 мВт, то для тог”, чтобы довести этот сигнал до уровня 3—5 Вт, потребуется шесть —семь каскадов усиления. Дело осложняется также тем, что маломощные транзисторы, способные работать в данном диапазоне частот, имеют малые допустимые токи и напряжения, а поэтому пригодны для усиления до уровня только около 10 мВт Последующие каскады усиления приходится делать на мощных СВЧ транзисторах, работающих в режиме класса А, что приводит к удорожанию конструкции и уменьшению общего КПД передатчика. Из этого следует, что выгоднее сформировать сигнал с частотой 1296 МГц сразу на достаточно высоком уровне мощности.

Эту задачу можно решить двумя способами.

Принципиальная схема трансвертера приведена на рис. 9. Предварительные каскады гетеродина выполнены на транзисторах ЗТ7—ЗТ11. Схема этой части гетеродина мало отличается от схемы гетеродина трансвертера 432/21 МГц. Кварцевый резонатор ЗПэ1 возбужден на третьей механической гармонике. Далее следуют две ступени утроения частоты на транзисторах ЗТ8, ЗТ9 и один каскад удвоения частоты (транзистор ЗТ10). Полученный таким образом сигнал с частотой 384 МГц дополнительно усиливается транзистором ЗТ11. Далее сигнал гетеродина разветвляется на приемный и передающий тракты. Рассмотрим вначале приемный тракт. Сигнал с частотой 384 МГц поступает на вход последнего утроителя частоты через полосовой фильтр 3L21 ЗС52—3L31 ЗС74. Оптимальный режим возбуждения транзистора ЗТ14 получен с помощью согласующей цепи ЗС73, ЗС72, 3L30. Нагрузкой последнего утроителя служит полосовой фильтр 3L28 ЗС68—3L26 ЗС66, настроенный на частоту 1152 МГц. Связь со смесительным диодом осуществлена с помощью отрезка линии, выполняющего роль повышающего трансформатора.

Усилитель высокой частоты приемного тракта содержит два каскада на транзисторах 3772, ЗТ13. Входная цепь состоит из конденсатора связи ЗС55, разделительного конденсатора ЗС56 и короткозамкнутого шлейфа 3L22. Короткозамкнутая линия препятствует проникновению на вход УВЧ мощных сигналов радиостанций KB диапазона и ослабляет прямое проникновение на выход приемного тракта сигналов промежуточной частоты. В диапазоне 1296 МГц электрическая длина линии 3L22 составляет четверть длины волны, поэтому ее шунтирующим действием можно пренебречь. В результате можно считать, что входная цепь состоит из двух последовательно соединенных конденсаторов. Реально схема несколько сложнее, так как на столь высоких частотах большую роль играют паразитные индуктивности выводов. Суммарная индуктивность выводов конденсаторов и базового вывода транзистора ЗТ12 вместе с емкостью конденсаторов образует последовательный низкодобротный контур, обеспечивающий согласование антенны со входом усилителя.

Выбор достаточно высокой промежуточной частоты (144 МГц) снизил требования к полосе пропускания УВЧ, а следовательно, и к нагруженной добротности контуров, входящих в фильтр. Это позволило сравнительно сильно связать транзисторы ЗТ12 и ЗТ13 с контурами 3L23 ЗС59 и 3L24 ЗС62 и тем самым повысить коэффициент усиления УВЧ. Как уже указывалось может быть двоякий подход к необходимой степени подавления зеркального канала. Это 10 дБ с точки зрения подавления шумов и примерно 40 дБ с точки зрения давления внешних помех по зеркальному каналу.

В рассматриваемой конструкции принят некоторый средний вариант, и подавление зеркального канала составляет 20 дБ. При желании полосу пропускания УВЧ можно сузить, передвинув точку подключения конденсаторов ЗС57 ЗС58 ближе к “холодному”, заземленному концу линии 3L23. Это тем более возможно, если применить более высокочастотные транзисторы-

С выхода УВЧ принимаемый сигнал поступает на диодный смеситель. Конденсатор ЗС63 обеспечивает короткое замыкание для входного сигнала и сигнала гетеродина и в то же время является частью контура 3L25 ЗС63 ЗС65, настроенного на промежуточную частоту. Цепь контроля тока смесительного диода содержит дроссель 3L27 и блокировочный конденсатор ЗС69. Эта цепь рассчитана под микроамперметр с током полного отклонения 50 мкА и внутренним сопротивлением 2 кОм.

Рассмотрение передающего тракта начнем с оконечного усилителя гетеродина, который усиливает сигнал с частотой 384 МГц до уровня 1—1,5 Вт. Коэффициент усиления, составляющий 30—33 дБ, примерно поровну делится между тремя каскадами, выполненными на транзисторах ЗТ4—ЗТ6. Цепи межкаскадного согласования всех трех каскадов аналогичны и имеют вид емкостных делителей.

Для обеспечения наибольшего усиления первый каскад работает в режиме класса А, а второй — в режиме класса АВ. Оконечный каскад, работающий в режиме С, при помощи согласующей цепи 3L12, ЗС23, ЗС24 нагружен на варакторный диод ЗД4. На диоде ЗД4 осуществляется параметрическое преобразование частоты 144 МГц в частоту 1296 МГц. Таким образом, гетеродин выполняет роль генератора накачки. Для подачи на преобразователь входного сигнала с частотой 144 МГц служит последовательный контур 3L11 ЗС22.

Первый каскад выполнен на транзисторе ЗТЗ типа КТ911А. Для обеспечения линейного усиления каскад работает в режиме класса АВ. Открывающее напряжение смещения поступает на базу транзистора ЗТЗ с делителя, образованного резистором 3R9 и параллельно включенными резистором 3R10 и диодом ЗДЗ. Диод служит для температурной стабилизации рабочей точки каскада.

Как уже указывалось, на столь высоких частотах начинают играть большую роль индуктивности выводов и соединительных проводников.

Для того чтобы пояснить работу входной цепи транзистора ЗТЗ, рассмотрим ее упрощенную эквивалентную схему (рис. 10). Здесь Rвх — входное сопротивление транзистора, которое в данном случае составляет 1—2 Ом.

Рис. 10. Эквивалентная схема базовой цепи транзистора 3Т3.

 Индуктивное сопротивление базового вывода LQ равно приблизительно 15 Ом. Отсюда следует, что добротность базовой цепи транзистора больше единицы.

Рис. 11. Эквивалентная схема коллекторной цепи транзистора 3Т3.

Для настройки базовой цепи в резонанс служит конденсатор ЗС14. Емкостная связь с полосовым фильтром осуществляется с помощью конденсатора ЗС15.

Эквивалентная схема выходной цепи показана на рис. 11. Здесь Ск — емкость коллекторного перехода; LK — индуктивность вывода и паразитная индуктивность разделительного конденсатора ЗС12. Видно, что выходная цепь приводится к привычному П-образному контуру. Выходной каскад работает по схеме сложения мощностей двух транзисторов ЗТ1 и ЗТ2 типа КТ911А. Базовые цепи транзисторов настроены с помощью конденсаторов ЗС6, ЗС7 и через четвертьволновые линии 3L5, 3L6 подключены к выходу предоконечного каскада. Конденсаторы ЗС9, ЗС10 — разделительные. Применение соединительных линий вызвано удобством монтажа, а также возможностью в некоторых пределах регулировать согласование, изменяя волновое сопротивление этих линий. Выходная цепь состоит из двух П-образных контуров, имеющих общий выходной конденсатор ЗС1.

Предоконечный и оконечный каскады имеют суммарный коэффициент усиления около 12 дБ и обеспечивают линейное усиление сигнала до уровня 3 Вт.