При обсуждении схемы широкополосного тракта в разд. 2.1 уже отмечалось, что 50-омная схемотехника - это схемотехника с использованием автономных и дискретных функциональных элементов (часто изготавливаемых в виде отдельных модулей), входной и выходной импедансы которых характеризуются унифицированным значением-50 Ом. Настроенные на строго определенные значения своих функциональных характеристик и подготовленные к работе они могут соединяться друг с другом самым различным образом без каких-либо промежуточных интерфейсных устройств и, таким образом, легко включаются в самые сложные радиотехнические системы. В то же время узлы межмодульной связи, осуществляемой с помощью проводов, коаксиальных кабелей или печатных проводников, являются измерительными и контрольными точками с нормированным импедансом. Это, конечно, немаловажно для начинающих технических специалистов.

Рассчитывая на читателя, пока еще не обладающего достаточным опытом в связной радиотехнике, кратко обсудим некоторые функциональные элементы с 50-омным входным и выходным импедансом, наиболее часто встречающиеся в радиоприемных устройствах. Ниже рассматриваются высокоуровневые широкополосные смесители на диодах Шотки, широкополосные мощные усилители с ООС, а также ВЧ-селекторы с оптимальными характеристиками. Вместе со схемами перечисленных устройств приводятся типичные (для ВЧ-техники) вспомогательные расчетные соотношения, позволяющие использовать эти схемы в качестве основы для практического конструирования радиоприемников; сведения о рекомендуемых к применению схемных элементах можно найти в гл. 14.

Высоким качественным требованиям вполне удовлетворяют лишь смесители, выполненные по двойной балансной схеме. Предпочтение отдается мощным кольцевым смесителям на сверхбыстродействующих и исключительно малошумящих диодах Шотки.

Принята следующая классификация:

Смесители двух первых классов не представляют интереса для использования в широкополосных трактах, поскольку они не обеспечивают требуемой помехоустойчивости. Иногда встречающееся обозначение “Стандартный уровень” в общем относится к низкоуровневым смесителям.

Смесители этого класса можно использовать в приемных трактах с относительно низкоэффективными антеннами (при этом необходима субоктавная преселекция), а также в качестве процессорных смесителей в блоках настройки.

Такие смесители обычно используются в приемных трактах с высокоэффективными антеннами и субоктавными преселекторами.

В типичном смесителе очень высокого уровня в отличие от среднеуровневого смесителя к каждому из четырех диодов последовательно подключено RC-звено, как показано на рис. 3.3. 

Что касается выбора трансформатора, то здесь мы ориентируемся на схему, приведенную на рис. 3.4. 

Данную конфигурацию можно применять в смесителях, относящихся к любому из трех рассмотренных классов.

Верхняя граничная частота для всех трех портов приблизительно одна и та же.

При реализации этих устройств предпочтение отдается схемам на основе мощных малошумящих биполярных СВЧ-транзисторов относительно небольшой стоимости. Высокое значение граничной частоты усиления по току f_T ” 4.. .4 ГГц у таких транзисторов позволяет создавать на них устройства с верхней рабочей частотой > 1 ГГц и шириной рабочего диапазона частот до десяти октав.

Структура вводимой ООС зависит от назначения усилителя. В тех случаях, когда нужно обеспечить высокую пороговую чувствительность и оптимальную помехоустойчивость, в качестве элементов обратной связи используются не создающие шумов реактивные сопротивления (Х-структура). Если же единственным требованием является достижение максимальной неискаженной выходной мощности, можно применить более простые схемы с активными сопротивлениями в петле обратной связи (R-структура). Такие усилители при относительно небольших значениях тока коллектора 1_С Ј 60 мА позволяют получить IP_i3 = + 40 дБм и + 20 дБм для Х- и R-структур соответственно, причем значения KP_i в обоих случаях практически одинаковы и не превышают +10 дБм. Коэффициент усиления мощности G_P может достигать 9 дБ и 20 дБ соответственно. Минимальное значение коэффициента шума F для оптимальных по этому параметру схем с ООС Х-типа составляет около 1,8 дБ, для схем с ООС R-типа F > 3 дБ; эти значения в принципе можно обеспечить в диапазоне частот до 150 МГц.

Помимо рассеиваемой мощности и уровня интермодуляционных искажений двумя другими важными параметрами, определяющими выбор транзисторов для рассматриваемых усилителей, являются граничная частота f_T и динамический коэффициент усиления тока базы b ₀ (на частоте 1 кГц).

Верхнюю рабочую частоту усилителя f_мakс (на уровне-1 дБ от G_P) можно оценить с помощью соотношения f_{макс ”} 10(f_T/p₀).

Расчеты с I_С = 10.. .60 мА, учитывающие названные факторы, показывают, что можно использовать такие транзисторы, как, например, BFT 66, BFT 97 и MRF 904 при I_С < 20 мА, а также BFR 96(S), MRF 961 и MRF 965 при I_c Ј 60 мА.

Перечисленные транзисторы в своих классах мощности считаются к тому же самыми малошумящими.

Сначала рассмотрим усилитель с ООС Х-типа, его принципиальная электрическая схема представлена на рис. 3.6. 

Реализуемые технические характеристики усилителя, а также относительное число витков обмотки W₃ трансформатора иллюстрируются графиками на рис. 3.7. 

В принципе эти характеристики можно улучшить, однако это достигается только при использовании дополнительных согласующих элементов. Расчет и изготовление стандартного трансформатора можно производить на основе рис. 3.8; ширина рабочего диапазона частот такого трансформатора - около пяти октав.

В отношении усилителя с рассматриваемым типом ООС особое внимание нужно обратить на следующее.

1. Отличие величин сопротивлений источника сигнала и нагрузки (R₁ и R₂ соответственно) от номинального значения 50 Ом не должно превышать 30%, в противном случае могут возникнуть паразитные колебания, связанные, в частности, с нежелательными реактивными составляющими. В этом отношении стабилизирующее действие оказывает ферритовая бусинка (FP; см. рис. 3.6), надеваемая на коллекторный вывод транзистора.

Конкретный характер работы усилителя в том или ином применении зависит, разумеется, от его конструкции и в определенной степени от подключаемых к нему внешних цепей.

2. Величины параметров IP весьма чувствительны к характеру распределения витков обмоток трансформатора по периметру сердечника. В худшем случае возможно уменьшение IР₃ на 3 дБ.

Оптимальные значения параметров IP чаще всего достигаются при неравномерной намотке скрученными проводами.

Принципиальная электрическая схема усилителя с ООС R-типа представлена на рис. 3.9. 

Типичные примеры использования подобных структур-усилители ВЧ и ПЧ, а также линейные усилители мощности в гетеродинных цепях.

Графики на рис. 3.10 иллюстрируют реализуемые технические характеристики данного усилителя; 

два набора расчетных кривых для приведенных комбинаций сопротивлений резисторов R_e и R_f задают границы изменения соответствующих параметров при допустимых (в весьма узких пределах) изменениях входного и выходного сопротивлений усилителя. Расчет и изготовление переходного трансформатора U с коэффициентом преобразования сопротивлений 1:4 можно производить на основе рис. 3 11; ширина рабочего диапазона частот такого трансформатора - до десяти октав. Усилители этого типа отличаются исключительно высокой стабильностью электрических параметров.

Для некоторых применений рассмотренных усилителей (особенно при их работе на фильтр ПЧ) может оказаться явно недостаточной величина развязки между входом и выходом; для обеих структур в силу наличия ООС значение параметра А_х, как правило, лишь ненамного превышает 2 дБ.

Этот недостаток можно устранить путем последовательного соединения нескольких каскадов с результирующим очень большим коэффициентом усиления по мощности и установки в узлах сопряжения модулей соответствующим образом рассчитанных аттенюаторов.

Эффективное значение А_х ” 10 дБ обычно является вполне достаточным.

3.3. ВЧ-селекторы.

Селекция ВЧ-сигналов обычно осуществляется с помощью LC-фильтров нижних и верхних частот (ФНЧ и ФВЧ соответственно) и полосовых LC-фильтров (ПФ).

Для общего ознакомления с этими типами фильтров обратимся к рис. 3.12. 

Точкой “отсчета”, относительно которой рассматриваются параметры фильтров (в равной мере пригодные для описания ФНЧ, ФВЧ и ПФ), является точка нормированной расстройки W = 1, соответствующая частоте среза f_c в случае ФНЧ и ФВЧ, а также нижней или верхней граничным частотам f_cl и f_c2 в случае ПФ. Полоса пропускания фильтра определяется условием W < 1, полоса задерживания-условием W > 1.

Параметр А_р характеризует неравномерность (пульсации) затухания в полосе пропускания фильтра.

Рис. 3.13 дает представление о частотной избирательности различных фильтров в зависимости от их типа и порядка (n). 

В первом случае частота изменяется прямо пропорционально, во втором - обратно пропорционально W .

На рис. 3.14 показана схемная реализация ФВЧ и ФНЧ Баттерворта и Чебышева. 

Схемы двух полосовых фильтров третьего порядка П-образной и Т-образной конфигураций представлены на рис. 3.16. 

Для построения полосовых фильтров с В_р > 60% лучше всего использовать каскадное соединение ФНЧ и ФВЧ; структуры с n = 5 обеспечивают уже достаточно хорошую крутизну спада характеристики фильтра вне полосы пропускания.

Следует всегда стремиться к использованию самых высококачественных конструктивных элементов.

Правда, особого внимания, как правило, требуют лишь катушки. Рекомендуемые к применению кольцевые сердечники типа Т-50-хх и Т-68-хх из оптимального по частотным свойствам карбонильного железа обеспечивают добротности Q > 180 и Q > 240 соответственно.