В данной главе в тематически произвольном порядке представлено множество интересных схем, различных по назначению и сложности, с рабочими частотами от звукового спектра до нескольких ГГц. Каждая схема сопровождается исключительно кратким пояснительным текстом. В меньшей степени это связано с отсутствием места, а скорее объясняется большим количеством представленных весьма информативных вариантов одной и той же схемы.

13.1. Широкополосный тракт приемника прямого преобразования.

Его принципиальная схема, включающая смесительный детектор и малошумящий предусилитель НЧ, представлена на рис. 13.1.

Эффективная помехоустойчивость соответствует смесителю среднего уровня; коэффициент шума при введении трехконтурного полосового ВЧ-фильтра составляет 10...12 дБ.

Предусилитель НЧ с Gu < 30 дБ обеспечивает независимость параметров тракта от характеристик, следующих каскадов.

К сожалению, для частот < 14 МГц оба трансформатора должны быть перерассчитаны.

Их структура, перекрываемые диапазоны частот и характеристики элементов приведены в табл. 13.1 и на рис. 13.2. Необходимые сведения о избирательности таких фильтров можно найти в разд. 3.3. Применение кольцевых сердечников с их исключительно малыми полями рассеяния практически исключает нежелательные связи между катушками при плотном монтаже.

13.3. LC-генераторы на микросхеме МС1648Р

Основные схемы для двух частотных диапазонов представлены на рис. 13.3; указанное значение частоты, разделяющее эти диапазоны, нужно рассматривать как весьма условное.

За счет внутренней АРУ микросхемы выходной сигнал поддерживается на неизменном уровне вблизи 0 дБм.

В одном из реализованных вариантов с варикапной настройкой частоты спектральная плотность фазовых шумов оказалась равной ” — 130 дБ/Гц при расстройке 10 кГц на частоте около 30 МГц; в этом отношении схема, приведенная на рис. 13.3 справа, немного хуже.

Нестабильность частоты практически определяется только характеристиками используемых внешних элементов.

Частота генерации определяется номиналами элементов колебательного контура, связанного с микросхемой МС1648Р.

До пяти генераторных ИС этого типа можно соединять параллельно на выходе.

Получающаяся схема соответствует аналогичной “аддитивной” схеме на SL1680C, рассматриваемой в разд. 13.8.

Эта схема, представленная на рис. 13.5, отлично подходит для простого приемника без АРУ ПЧ.

За счет возможности ослабления сигнала в ВЧ-тракте (максимально на 40 дБ) с помощью регулировочного резистора и с учетом диапазона регулирования усиления, обеспечиваемого микросхемой SL6270C, удается скомпенсировать практически все возникающие при приеме сигналов замирания.

Двухкаскадный телеграфный фильтр Баттерворта с центральной частотой около 1 кГц при скорости передачи примерно до 100 бит/мин показывает хорошие свойства; при более высоком темпе телеграфных посылок нужен более широкополосный фильтр. Диоды на входе микросхемы SL6270C предотвращают ее перегрузку при непредвиденных выбросах величины сигнала.

Представленная на рис. 13.6 схема фильтра с полосой пропускания 50 Гц, перестраиваемого по центральной частоте, применяется, главным образом, для целей режекции (фильтр-пробка); для телеграфного пропускающего фильтра она непригодна: слишком узка полоса пропускания и, кроме того, слишком резок максимум на центральной частоте.

На рис. 13.7 приведены характеристики этого фильтра в режиме пропускания, а на рис. 13.8 в режиме режекции.

13.6. Узкополосный (пропускающий или режекторный) Н Ч-фильтр с модифицируемой характеристикой.

На рис. 13.9 приведена его схема, а на рис. 13.10-типичные характеристики в режиме пропускания. 

Для приема телеграфных сигналов максимум пропускания, вообще говоря, довольно резок; с другой стороны, для практических применений очень привлекательны модифицируемые режекторные свойства этого фильтра.

Его принципиальная схема представлена на рис. 13.11, типичные характеристики иллюстрируются на рис. 13.12. 

Подстройка характеристики фильтра к баттервортовскому типу осуществляется с помощью переменного резистора на входе второго операционного усилителя.

К сожалению, при ширине полосы пропускания 50 Гц надежно принимаются телеграфные посылки с темпом до 30 бит/мин; таким образом, здесь мы имеем дело с исключительно редким объектом.

На рис. 13.13 представлены основные схемы для разных частотных диапазонов и различных нагрузок (см. табл. 13.2). 

Внутренняя АРУ микросхемы обеспечивает постоянный уровень выходной мощности, не зависящий от добротности кварцевого резонатора.

Полная нестабильность частоты приблизительно соответствует нестабильности частоты резонанса самих кварцевых резонаторов (см. табл. 13.3); в этом отношении другие типы генераторов чаще всего имеют заметно худшие характеристики. 

Спектральная плотность фазовых шумов в среднем составляет около - 100 дБ/Гц при расстройке 10 кГц в генераторах с возбуждением кварца как на основной, так и на высших гармониках: для некоторых применений эта величина слишком велика.

На рис. 13.14 иллюстрируется возможность объединения (по выходу) нескольких представленных на рис. 13.13 структур.

Данный усилитель ПЧ (его принципиальная схема представлена на рис. 13.15) по своей помехоустойчивости подходит для использования со смесителем среднего уровня (и с диплексером в качестве интерфейса).

Эффективное значение коэффициента шума — 5 дБ. Вместо указанного на схеме фильтра ПЧ можно применить фильтр другого типа и с другой шириной полосы пропускания, необходимо только, чтобы его входное и выходное сопротивления имели величину 500 Ом; в противном случае придется соответствующим образом изменить коэффициент трансформации используемых трансформаторов.

Непосредственным продолжением этого тракта могут быть, например, схемы на рис. 13.1 и 13.5; получающаяся конфигурация имеет вполне приемлемые экономические “показатели” и весьма интересна в отношении реализуемых качественных характеристик.

13.10. Кварцевые лестничные фильтры на 9 МГц.

Фильтры этого типа интересны тем, что их можно реализовать на очень дешевых кварцевых резонаторах. Можно, например, применить СВ-резонаторы, возбуждаемые на третьей гармонике (основного колебания) с частотой 9 МГц.

На рис. 13.16 приведены схемы и указаны номиналы элементов для некоторых возможных реализаций двух, трех и четырехрезонаторных фильтров этого типа в расчете на ширину полосы пропускания для SSB-телефонной связи; на рис. 13.17 показаны их типичные несимметричные характеристики (это ярко выраженные LSB-фильтры, выделяющие нижнюю боковую полосу по ПЧ).

Всю конструкцию необходимо поместить в ВЧ-непроницаемый экран; внешние и внутренние паразитные связи устраняются путем выбора соответствующей топологии монтажа.

Можно считать, что коэффициент шума равен 2 дБ; на эту величину оказывается выше эффективное значение F для следующих каскадов. 

Переключение тракта с приема на передачу (TX/RX) или обратно производится с помощью язычковых реле, на что нужно обратить внимание при конструировании других переключающих устройств.

На рис. 13.19 представлены двухрезонаторная и четырехрезонаторная структуры; они известны как половинный и полный Х-образный фильтр соответственно.

Их расчет отвечает расчету фильтров Чебышева с А_р = 0,1 дБ; результирующее эффективное значение А_р равно примерно 1 дБ.

Избирательность фильтров иллюстрируют характеристики на рис. 13.20; в отличие от лестничных структур кривые строго симметричны.

Х-образные фильтры можно реализовать только на высококачественных резонаторах; общие сведения о таких резонаторах дает табл. 13.3.

Всю конструкцию необходимо поместить в ВЧ-непроницаемый экран; внутренние и внешние паразитные связи устраняются путем выбора соответствующей топологии монтажа.

Эта схема представлена на рис. 13.21.

Переключение тракта с приема на передачу и обратно посредством язычковых реле является принципиальным.

Его схема приведена на рис. 13.22.

Выбор кварцевого резонатора, соответствующего верхней или нижней боковой полосе, осуществляется с помощью коммутирующих диодов.

Мощность сигнала несущей на выходе генератора + 7 дБм; с этой выходной мощностью он может работать на низкоуровневый кольцевой смеситель, например на модем из предыдущей схемы.

Кварцевые SB-резонаторы на указанные частоты относятся к недорогим доступным компонентам (в частности, KVG).

Верхняя рабочая частота 12 МГц определяется генераторным транзистором Т1.

Схема тракта, состоящего из ВЧ-аттенюатора, полосового фильтра третьего порядка и собственно усилителя, приведена на рис. 13.23 (см. табл. 13.4).

13.16. Широкополосный усилитель мощности с Р₀ < + 20 дБм.

13.17. Двунаправленный широкополосный усилитель.

13.18. Высокоэффективные блоки фильтров на частоты < 30 МГц.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Затраты: 132 компонента и много места по цене и товар...

13.19. Селектор на 1,6...30,0 МГц.

13.20. В Ч-тракт на частоты < 30 МГц (ПЧ = 80 МГц).

13.21. ПЧ-тракт на 80 МГц со вторым смесителем.

13.22. Смеситель и предусилитель ПЧ на 45 МГц.

Эта схема, представленная на рис. 13.31, по всем параметрам соответствует современному уровню техники высококачественных приемных устройств.

Для f_е-порта IР₃ = + 30 дБм, как и значение соответствующего параметра для смесителя; напротив, значение параметра КР ” + 8 дБ определяется характеристиками усилителя.

Реализация оптимальных по параметрам конструкций возможна в лабораторных условиях.

13.23. ПЧ-тракт на 45 МГц.

С необходимостью предполагается, что данный тракт является “нагрузкой” смесителя очень высокого уровня с IP_i3 ” + 30 дБм и работает на активное (в широкой полосе частот) сопротивление 50 Ом.

Подобные структуры следует всегда использовать с соответствующим образом рассчитанным ВЧ-аттенюатором, управляемым системой АРУ приемника. Реализация оптимальных по параметрам конструкций возможна в лабораторных условиях.

13.24. Усилитель на диапазон 1...300 МГц с очень низким уровнем собственных шумов.

Этот усилитель имеет довольно простую структуру (рис. 13.33) и не требует каких-либо специальных приемов монтажа. Нужно, однако, обратить внимание на соединительные провода, которые должны иметь минимально возможную длину. Частотные зависимости параметров G_p и F иллюстрируются на рис. 13.34.

Оптимальной здесь представляется следующая структура приемного тракта: избирательная направленная антенна, короткий антенный кабель, рассматриваемый усилитель, в качестве его нагрузки усилитель на полевом транзисторе по схеме с общим затвором с входным сопротивлением 50 Ом и эффективным G_p ” 2...3 дБ, ВЧ-селектор, соответствующий требованиям по ПЧ-селективности и подавлению зеркальных каналов приема, и кольцевой смеситель среднего уровня. Учитывая наличие внешних шумов, схемы рассмотренного типа можно считать абсолютно оптимальными.

13.25. Двухкаскадный усилитель на диапазон 25...1000 МГц.

Частотные зависимости его параметров G_p и F иллюстрируются на рис. 13.36.

13.26. Однодиапазонный КВ-приемник прямого преобразования на диапазоны 15, 17 или 20 м.

 

В табл. 13.5 приведены основные характеристики конструктивных элементов, определяющих частотные свойства схемы, а на рис. 13.38 показана схема намотки _ катушки ВЧ-фильтра. 

Здесь мы имеем дело с кварцевым генератором последовательного резонанса; приблизительно третья часть его диапазона перестройки лежит ниже номинальной частоты резонанса кварца. Если минимальное значение емкости конденсатора С1 окажется меньше 6 пФ, следует добавить конденсатор СЗ с соответствующим (дополняющим до 6 пФ) значением емкости. Нужно также непременно обратить внимание на обеспечение минимального значения емкости, шунтирующей кварцевый резонатор; наилучшие результаты достигаются при непосредственной “бескорпусной” впайке резонатора в схему.

Этот приемник в принципе можно использовать на всех КВ-диапазонах от 10 до 160 м. Два его основных параметра: F ” 15 дБ и 1Р₃ ” + 8 дБм; при этом чисто расчетное значение параметра DB₃ оказывается равным ” 98 дБ. Такой динамический диапазон, однако, реально достижим только при использовании гетеродина с весьма низким уровнем шумов (например, по схеме на рис. 13.37); с другой стороны, нужно принять во внимание довольно интенсивные внешние шумы (см. рис. 1.1), с учетом которых “нетто” -чувствительность приемного тракта все равно вряд ли можно реализовать.

13.27. Усилитель НЧ с АРУ на микросхеме SL6270C.

Диапазон регулирования можно изменять в пределах 20...60 дБ путем выбора соответствующих значений R_f и C_f; для использования в приемниках выбирается максимальный диапазон АРУ.

Компоненты R_f и C_f определяют также частотную характеристику усилителя (примерно 300...3000 Гц).

Постоянные времени цепи регулирования определяются номиналами элементов R, и С,. При C_t = 47 мкФ и R, = 1 МОм время срабатывания (включения) составляет ” 20 мс, время спада (отключения) -1 с (в обоих случаях при изменении уровня регулируемого сигнала на 20 дБ).

Номиналы элементов R, и С,, и постоянные времени находятся в прямой пропорциональной зависимости. Величина R, может изменяться в пределах 470 кОм...1,5 МОм, С_t і 4,7 мкФ.

Данный приемник еще один - наряду с приемником прямого преобразования из разд. 13.26-типичный “объект для начинающих”. В принципе он пригоден для использования на всех диапазонах от 10 до 160 м.

В первую очередь на рис. 13.42 представлена принципиальная схема приемного тракта; характеристики конструктивных элементов, определяющих частотные свойства тракта, а также данные по ослаблению зеркальных каналов приема и ПЧ приведены в табл. 13.6.

Принципиальные схемы гетеродина и генератора несущей приведены на рис. 13.43; информация о частотноопределяющих элементах гетеродина (перестраиваемого генератора) содержится в табл. 13.7.

 

 

Кварцевые резонаторы Q1...5 выбираются на частоту (9 ± 0,02) МГц (СВ-тип); разброс частот резонанса для всех используемых экземпляров (в том числе и для резонатора в генераторе несущей) не должен превышать 200 Гц.

Кварцевый лестничный фильтр обеспечивает ширину полосы, необходимую для телефонной SSB-связи; для телеграфной связи можно применить НЧ-фильтр с шириной полосы 100 Гц.

Нужно обеспечить экранирование генераторов друг от друга и каждого в отдельности от других блоков приемного тракта; для этого вполне достаточны разделительные перегородки.

Проанализируйте, принимая во внимание рис. 11.1, выбор диапазона частот гетеродина. В соответствии с этим рисунком в диапазоне 80 м принимается нижняя боковая полоса (LSB), а в обоих коротковолновых диапазонах верхняя боковая полоса (USB). Именно такой способ практикуется в любительской радиосвязи: настройка гетеродина на прием LSB при f < 10 МГц и на прием USB при f > 10 МГц.

13.29. Модем с ТХ и RX-усилителями НЧ.

 

13.30. Активный модем для трансивера.

Сопротивления резисторов R*, присоединенных к выводу 5 микросхем, составляют 750 Ом...1,5 кОм при напряжении питания 6...8 В. Таким образом, gu = 0...2 дБ в расчете на одну из двух боковых полос f_t + f_m или f_t + f_z (при передаче или приеме соответственно).

Усилители на элементах с барьером Шотки позволяют получать в спектральном диапазоне до 1 ГГц коэффициент шума 0,4...0,8 дБ при усилении 20...25 дБ. В противоположность отличным шумовым характеристикам значения параметров IP_i3 и КР; весьма малы - всего лишь примерно — 5 и — 14 дБм соответственно; однако для связей, осуществляемых сигналами, распространяющимися вне земной поверхности, при использовании остронаправленных антенн данный факт не имеет сколь ни будь существенного значения (как это может показаться на первый взгляд).

На рис. 13.46. приведена принципиальная схема первого усилителя. Он может работать в частотном диапазоне 100...200 МГц; при оптимальной подстройке конденсаторов С1 и С2 коэффициент шума F ” 0,5 дБ, коэффициент усиления G_P ” 24 дБ.

Здесь, как и вообще в случае усилителей данного типа - нужно принять во внимание, что устойчивость усилителя обеспечивается только при использовании узкополосных антенн и активной (в широкой полосе частот) номинальной нагрузки (с допуском + 30%).

Кроме того, как входной, так и выходной импедансы усилителя всегда оказываются слишком большими (> 1 kOм), в результате чего исключается возможность непосредственного каскадного соединения подобных устройств; действительно, такое соединение повлекло бы за собой большую вероятность самовозбуждения и при известных условиях привело бы к “выгоранию” транзисторов.

В качестве “нагрузки” для рассматриваемого усилителя на GaAs полевых транзисторах особенно рекомендуется схема, представленная на рис. 13.47. 

Во-первых, она позволяет реализовать совершенно определенные требования по нагрузочному импедансу усилителя, а во-вторых, обеспечивает очень хорошую развязку усилителя с последующими каскадами.

Коэффициент усиления этой схемы G_P ” 0 дБ, коэффициент шума F ” 2 дБ. Таким образом, эффективные значения параметров G_P и F для каскада, состоящего из усилителя и его развязывающей нагрузки, оказываются равными ” 24 дБ и 0,5...0,6 дБ соответственно.

 

 

 

 

Она характеризуется параметрами F = 4 дБ и G_P = 3 дБ. В результате для системы, состоящей из усилителя (рис. 13.48), его развязывающей нагрузки (рис. 13.49) и приемника с принятым выше значением F = 5 дБ, коэффициент шума не будет превышать 1 дБ.

13.32. Двойной балансный смеситель на полевых транзисторах.

Принципиальная схема этого активного смесителя представлена на рис. 13.50. Его параметры: IP_i3 = + 33 дБм, КР, = + 15 дБм, G_P = + 2 дБ и F = 8 дБ в расчете на P_u = + 20 дБм.

Значения параметров IP, KP и G_P характеризуют его как смеситель очень высокого уровня, однако в отличие от рассмотренного в разд. 3.1 соответствующего кольцевого смесителя на диодах Шотки данная схема усиливает сигнал.

Полевые транзисторы нужно подобрать по одинаковому току стока с разбросом не более 10%; затем подбираются сопротивления резисторов R в истоковых цепях транзисторов, обеспечивающие установку полного тока стока величиной около 60 мА (указанное значение R = 133 Ом относится к данным первоисточника). И, наконец, нужно подать на смеситель сигнал гетеродина и, изменяя Р_u, установить суммарный ток стока на уровне “85 мА.

Монтаж смесителя нужно выполнять строго симметрично проводами минимальной длины. Необходимо обеспечить одинаковые температурные условия для полевых транзисторов; примите во внимание, что корпус транзистора 310 соединен с затвором. Данный смеситель рассчитан на работу с 50-омной активной нагрузкой; его выходной импеданс (по отношению к f_z-nopTy) “ 300 Ом.

13.33. Безотражательная схема согласования смесителя и фильтра ПЧ.

Данная согласующая структура работает следующим образом. Формирующий смесителем сигнал ПЧ сначала проходит через полосовой фильтр-диплексер, который отфильтровывает ненужную компоненту из полного сигнала f_e + f_u. Гибридный ответвитель U расщепляет полезный сигнал на две энергетически симметричные компоненты, сдвинутые по фазе на 180° по отношению к фазе сигнала на входе ответвителя. Эти компоненты поступают на фазовые фильтры (каждая на свой фильтр), сдвигающие фазу одной компоненты на — 45°, а другой на + 45°; таким образом, на выходах фазовых фильтров мы будем иметь два равных по амплитуде сигнала с относительным фазовым сдвигом 90°.

Спектральные составляющие этих сигналов с частотами, лежащими вне (совпадающих) полос пропускания фильтров А и В, из-за рассогласования импедансной связи с фильтрами на этих частотах будут отражаться и проходить через фазовые фильтры в обратном направлении, получая еще раз фазовый сдвиг — 45° или + 45°; в результате две отраженные компоненты “встречаются” на резисторе R_B, имея относительный фазовый сдвиг 180°, и, следовательно, “уничтожают” друг друга. Таким образом, смеситель всегда “видит” нагрузку с 50-омным значением импеданса, даже при разомкнутых портах фильтров (как это показано на рисунке).

Представленная структура, располагаемая за входной частью приемного тракта, состоящего из ВЧ-селектора с А_i = 1 дБ и смесителя с А_i = 6 дБ, при затуханий ” 1 дБ, вносимом фильтром ПЧ, и F = 2 дБ для следующего за этими фильтрами усилителя позволяет получить для всего приемника коэффициент шума 10...12 дБ при очень хороших значениях всех других параметров. Системы этого типа как с усилением по ВЧ, так и без него обеспечивают реализацию абсолютно оптимальных характеристик приемного тракта.

13.34. Предусилитель ПЧ на 9 МГц с подавителем помех.

Первая часть этого устройства, включающая приемный тракт и схему подключения блокирующего звена в приемном тракте, представлена на рис. 13.52.

Входной сигнал ПЧ после предварительной селекции ПФ-диплексером поступает на предусилитель 1. С выхода этого предусилителя сигнал ответвляется на высокоомный вход схемы управления, которая будет описана ниже.

Следующий далее (в приемном тракте) блок задержки четырехрезонаторный кварцевый фильтр при появлении импульса помехи обеспечивает формирование запирающего импульса для блокирующего звена раньше, чем до этого звена дойдет сигнал помехи.

Запирающий импульс вызывает срабатывание одновибратора IC5, выходы Q и Q которого переключаются в состояния высокого и низкого уровней соответственно и через промежуточный усилитель тока IC6 инициируют установку ключа на диодах Шотки в режим блокирования на время длительности выходного импульса одновибратора.

Ключ на диодах Шотки блокирует сигнальный тракт. Одновременно в точку D схемы поступает сигнал высокого уровня с выхода Q одновибратора, который сдвигает усиление микросхем IC1 и IC2 к самой нижней границе диапазона регулирования. После окончания действия импульса одновибратора напряжение в точке D возвращается к прежнему низкому уровню, запирающее напряжение (5 В) на обеих регулируемых ИС быстро уменьшается, усилитель переходит в активный режим, и снова устанавливается регулирующее напряжение U_AGC, зависящее от уровня входного сигнала.

Разработка подобных устройств очень трудоемкая задача. Их безупречной работы можно добиться только с учетом свойств всего приемного тракта от разъема подключения антенны до демодулятора и АРУ-генератора. При этом условии рассматриваемую систему (в принципе наиболее оптимальную по замыслу) можно сделать полностью автоматизированной, т.е. с автоматическим регулированием чувствительности и длительности запирающего импульса (также и при наличии эхоимпульсов помехи). Используемое в данном устройстве блокирующее звено обеспечивает > 80 дБ статическое и > 60 дБ динамическое подавление помех; это очень важный критерий, который исключает применение более простых структур.

13.35. Логическое устройство для определения направления вращения.

В задающих генераторах синтезаторов частоты, перестраиваемых с помощью вращающейся ручки, чаще всего применяются оптические кодирующие устройства с датчиком направления вращения и формирователем импульсов для счетчика, управляющего делителем частоты в синтезаторе.

На рис. 13.56 иллюстрируется принцип работы оптического кодирующего устройства, состоящего из диска с прорезанными по его краю щелеобразными отверстиями и двух (инфракрасных) оптических затворов.

Обратите внимание на расположение затворов по отношению к щелевым вырезам на диске. В исходном положении диска оба затвора перекрыты.

Если, например, диск начнет поворачиваться по часовой стрелке, то сначала откроется затвор LSI, а уже затем затвор LS2; при вращении против часовой стрелки все происходит в обратном порядке.

Теперь дело за тем, чтобы использовать это сдвинутое по времени срабатывание затворов и преобразовать число прошедших перед ними щелевых вырезов в соответствующее число импульсов для счетчика.